μ-跟随器

无想牧歌

恒流源 和 μ-跟随器
作者：Gautau

    μ-跟随器（μ – follower）是一种高增益，低输出阻抗的反相放大。其有优良的 电源抑制比（Power Supply Rejection Ratio， PSRR）和非常低的非线性失真，使它在高保真电路中非常受欢迎。

    当过度驱动 μ - 随 时，将会对讯号作硬性剪波，产生了丰富的奇次和偶次谐波频谱。 但是，由于两个三极管是交流耦合在一起，可能会出现阻塞失真。
    一个简单的直流耦合的版本，在90年代初便不寻常地出现了 . . . Juergen-Simon 的 “Advanced Bass Preamp”。

    电路的运作很简单：下管（V1）是一个普通阴极接地增益级，但由上管所形成的有源负载和负载电阻所组成。而上管（V2）本身又是一个普通的阴极跟随 。
    信号在下管的阳极直接输入到阴随（上管）的栅极。由于阴极跟随的增益少于一，信号电压在负载电阻的顶部与底部（即电阻两端）差不多相同，所以几乎没有信号电流被浪费 - - 他们是集“自举”和 阴随 而成为一个恒流源（constant current source，CCS^）。
因此，负载电阻上的交流阻抗大大地被阴随所提高，使下管的增益成为管子的 μ 值，因而得名。

电路还有两个可能的输出：
    上面的输出在阴随的阴极处，有一个颇低的输出阻抗，其能够驱动一个非常沉重的负载，如吉它放大器的外围装置，或功率放大管 . . . . . . 这是常规的输出端。
    另一输出，从下管阳极处（如上图），其有颇高的输出阻抗和略高的增益。不幸的是，我们所重视的（低）输出阻抗，出现在与负载并联而成的阴极跟随。这第二个输出端的负载阻抗我们须要注视（约大于 5MΩ），这意味着须要一阴极跟随，屏阴倒相或长尾式作为下一级推动才成，否则会降低阴随作为恒流源（CCS^）的效率，拖低整级的增益。
    然而，下输出端的直流电压较低，使它特别适用于 直流耦合 到下一级（如长尾）。 通常，直流耦合提供了一个几乎无限大的负载（下级输入端无栅漏电阻），因此 μ - 随 的增益将不会受到影响。
    为简单起见，这两个三极管通常是同一类型，但并非必须。高gm管很适合作 阴随 这部分电路（如 ECC82/12AU7）。但高 μ管却往往不太适合作下管（增益级），因为他们在低阳极电压时往往不太可靠。
    设计这线路是相当简单直接﹕下面的示例使用了一个 ECC81（12AT7），它具有高 gm 和高 μ ，及在实际低阳极电压时运作良好。设 HT=285V。
下管：
    阳极的静态电压（Va1）不是很关键，通常从70V至100V，或 1/3 HT电压。这意味着，在上管的电压等于 HT 减 Va1。在这种情况下，我们将下管的阳极电压设置为 85V。这使得上管为 285 - 85 = 200V。
    由于上管形成了恒流源（CCS^），它迫使下管的交流负载线变为水平。现绘一垂直线在 Va= 85V 处，并选择所须的偏压：

　　       
    在这种情况下，-1V的偏置看来不错（绿点）。若偏压减少，便将进入有栅流的领域。若偏压增大，则又会使管子工作在低 μ区域处，及将阳极电流限制到在一个微不足道的数值内。
    在我们所选择的偏置点处（-1V），Ia=2.5mA。使用奥姆定律计算其偏置电阻：Rk1 = 1/0.0025 = 400Ω
    最接近的标准数值是330Ω及470Ω，任一皆可。
    V1的阴极通常会添加一个阴极旁路电容。在这种情况下（没有阴极电容），对增益的影响很少，但它会因增加管子内阻（ra）而降低了电源抑制因数（PSRR），及提高了下管的输出阻抗（Zout）。
    由于频率响应的影响较少，故计算旁路电容时不须过于仔细，大于 1μF 便可（指吉它扩音机）。或者使用 LED 或二极管，便可得到所须的偏压 . . . 此时无需旁路电容。
    栅漏电阻的选择一若常规电路，如 1MΩ。

上管：
    已知 HT 为 200V，此时可在X轴的蓝点作标记（下图），现在我们也知道，阳极电流2.5毫安（因串连关系，故电流通过所有的三极管都是一样）。因此，我们可在 2.5mA 处选择适当的偏置，通常选一半 HT 时的偏压（200 / 2 = 100V），  使阴随的输出获得最大摆幅。这电压值可确保阴极跟随作为 CCS^ 时，避免了截止或饱和。

　       
    在 ½ HT（Va=100V）和 Ia = 2.5mA 的情况下，偏置约为 - 1.3V。现在，绘出负载线，通过这两个点，并用它来寻找负荷电阻（RL + Rk2）的总阻值。
    从负载线看到（Va／Ia = 200/5.2），我们需要一个总负荷达到 38KΩ。
    使用奥姆定律计算 Rk2：1.3 / 0.0025 = 520Ω。最近的标准是560Ω，或者我们可以使用一个合适的 LED。
    偏置电阻减去总负荷，我们需要使 38000 - 560 = 37440Ω，最近的标准是33KΩ，这就是我们将使用的 RL。
   上图所示的静态阳极电压是 100V。这实际上是阳极阴极电压（Vak），故真正的阴极电压 Vk = 285 - 100 = 185V。
　
自举、栅漏和输入电容：
因已设定了上管的工作条件，故可以找出下管的交流负载。
阴极跟随的增益可以近似式：μ /（μ+1）。或者使用读出负载线的开环增益，可以发现更准确的数字，在这种情况下，大约是40。
Av = Ao / (Ao + 1)
Av = 40 / (40 + 1)
Av = 0.98

由于有自举电路，故交流负载（此时恒流源 CCS^ 为 V1 负载）提交给下管将是：
r(ccs^) = (RL + Rk) / (1 – Av)
r(ccs^) = (33000 + 560) / (1 – 0.98)
r(ccs^) = 1.68 MΩ
这是一个非常高的负荷数值，并确实使下管的交流负载线达到 “水平” 的位置。
像往常一样，在阴极跟随的栅漏电阻也是自举，故可比通常的数值选得更小，从而减少电阻的噪音和阻塞失真。如果我们用 220KΩ，阴随的有效输入阻抗将是：
Zin = Rg / (1 - Av * (RL/(RL + Rk2)))  
Zin = 220000 / (1 - 0.98 * (33000 / (33000 + 560)))
Zin = 6 MΩ
由于阴随的输入阻抗是如此高，输入耦合电容（Cg2）可以选择其电抗（XC）在较低的频率。在10Hz的电抗为1MΩ看来颇理想（指吉它扩音机）：
C = 1 / (2 * pi * f * XC)
C = 1 / (2 * pi * 10 * 1000000)
C = 16nF
最近的数值是15nF，选 10nF 至 22nF 也没问题。

增益：
若输出端的负载大于 5MΩ的话，则下管的增益便等于μ值。虽然资料表明 ECC81 的 μ=70，但水平的负载线看起来更像 μ=60，这因为下管工作在非常低的阳极电流处。
当使用上输出（V2 阴极），必须考虑到阴随的增益，所以这个输出的增益为 60 * 0.98 = 58.8（但两者增益的差别是如此小，料没理由使用下管阳极作输出 - - 除作直流耦合外）。

输出阻抗：
上管（阴随）输出阻抗的计算很简单，可以近似为：
Zout = ra/μ = 1/gm
从这个图中用 ra / μ，得到：
Zout = 16000 / 60 = 267Ω
这真的是非常低！

灯丝的垫高：
由于上管阴极处于高电压，通常要垫高灯丝供应，以避免超过最大额定灯丝阴极电压（Vhk）。对于 ECC81，Vhk=90V，所以我们需要垫高灯丝至少至100V。
　　       
下图显示两个不同的三极管如何可能被使用，以及下输出如何可用于直流耦合至下一级：
　

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mu随确实可以看作一种“魔改”版本的srpp。我们知道，如果在管子阴极串入一个不旁路的电阻，再将栅极接在电阻下端，把三极管接为一个两端器件，那么这个两端器件将表现电阻性，其交流阻抗为电子管内阻+（1+mu）*Rk,就是说，阴极电阻被自举到原来的1+mu倍，与屏阻串联，就是这个结构的等效电阻。另外，使用仿真软件绘出它的伏安特性曲线，几乎是一条过原点的直线。所以我们可以认为此结构的交流阻抗和直流电阻近似相等，为一个纯阻性线性元件，称其为有源负载电阻。有源负载电阻代替传统的屏阻作为管子的屏极负载，为了低输出阻抗，从上管阴极取出信号，这就是srpp结构。而mu随结构，是在有源负载电阻与下管屏极之间串入一个新电阻Rl，并加了一个短路电容Cg2，巧妙地把那个新电阻也纳入上管栅-阴之间。这样一来，下管的直流负载等于有源负载电阻与新串入电阻Rl之和，而交流负载等于(1+mu)*(Rl+Rk2)+Riv2。交流、直流负载得以分开，交流负载是一个极大的数值，而直流负载仍在合理范围内。极大的交流负载意味着近乎水平的交流负载线，不用多说就知道有什么好处了。
mu随的失真小于srpp，就不能前后搭配，失真相抵了。但对于直热管推动，我还是喜欢mu随这种低失真架构去推，后级就让他失真去吧。

Mu随只是对适合Mu随的电子管有最低的失真。
它相当于并非用有源器件的交流内阻构建的“恒流源”负载，对于下管来说。
比如像12AX7、6SN7这种。
直热管应该是最适合做mu随下管的一类管子。
国外有些人喜欢在mu在10左右的古董直热头上放个石头CCS，10V的输出电压下可以得到小于0.1%的失真。异曲同工。
来自于：G.Mahler等

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